Comutarea circuitelor regulatoare de tensiune DC. Stabilizator de tensiune de comutare - principiul de funcționare al stabilizatorului
Stabilizatorul reglabil al tensiunii de comutare este proiectat pentru instalare atât în aparate radio amatori cu o tensiune de ieșire fixă, cât și pentru o sursă de alimentare de laborator cu o tensiune de ieșire reglabilă. Deoarece stabilizatorul funcționează în modul puls, are o eficiență ridicată și, spre deosebire de stabilizatorii liniari, nu necesită un radiator mare. Modulul este realizat pe o placă cu un substrat de aluminiu, care vă permite să eliminați curentul de ieșire de până la 2 A pentru o lungă perioadă de timp fără a instala un radiator suplimentar. Pentru curenți mai mari de 2 A, pe partea din spate a modulului trebuie atașat un radiator cu o suprafață de cel puțin 145 mp. Radiatorul poate fi atașat cu șuruburi; în acest scop, în modul sunt prevăzute două găuri; pentru un transfer maxim de căldură, utilizați pasta KPT-8. Dacă nu este posibilă utilizarea șuruburilor de montare, modulul poate fi atașat la radiatorul/partea metalică a dispozitivului folosind un auto etanșant. Pentru a face acest lucru, trebuie să aplicați etanșant în centrul spatelui modulului, frecați suprafețele astfel încât spațiul dintre ele să fie minim și apăsați timp de 24 de ore. Dispozitivul are protecție termică și limitare a curentului de ieșire de la 3 la 4 A. Tensiunea de ieșire nu poate depăși tensiunea de intrare. Pentru a începe să utilizați stabilizatorul, trebuie să lipiți un rezistor variabil de la 47 la 68 Kohm la contactele de pe placa R1. Rezistorul variabil nu trebuie conectat pe fire lungi. Pentru a instala în dispozitive cu o tensiune de ieșire fixă, trebuie să instalați un rezistor constant în locul lui R1, folosind formula R1=1210(Uout/1,23-1), unde Uout este tensiunea de ieșire necesară. Modulul poate funcționa în modul stabilizator de curent; pentru aceasta, în loc de R2, trebuie să instalați un rezistor extern, calculat cu formula R = 1,23/I, unde I este curentul de ieșire necesar. Rezistorul trebuie să aibă o putere adecvată. Când alimentați modulul de la un transformator descendente și o punte de diode, la ieșirea punții de diode trebuie instalat un condensator de filtru de cel puțin 2200 μF. Caracteristici tehnice Parametru Valoare Tensiune de intrare, nu mai mult de 40 V Tensiune de ieșire 1.2..37 V Curentul de ieșire pe întregul domeniu de tensiuni, nu mai mult de 3 A Limitarea curentului de ieșire 3..4 A Frecvența de conversie 150 KHz Temperatura modulului fără radiator la tamb = 25° C, Uin = 25 V, Uout = 12 V la ieșire. curent 0,5 A 36° C la ieșire. curent 1 A 47° C la ieșire. curent 2 A 65° C la ieșire. curent 3 A 115°C Eficiență la Uin = 25 V, Uout = 12 V, Iout = 3A 90% Interval de temperatură de funcționare -40. .85° C Protecție la inversarea polarității nu Dimensiuni modul 43 x 40 x 12 mm Greutatea modulului 15 g Circuit de conectare cu voltmetru SVH0043 Circuit de conectare cu stabilizator de curent 1,6 A Dimensiuni de gabarit
Un dezavantaj comun al stabilizatorilor de tensiune compensatori este eficiența lor scăzută din cauza pierderilor în tranzistoarele elementului de control, care, în plus, necesită radiatoare puternice, care sunt semnificativ mai mari ca dimensiune și greutate decât stabilizatorii înșiși. O soluție tehnică mai avansată este stabilizatorii de tensiune de impuls (VST), în care tranzistoarele elementelor de control funcționează în modul cheie. Când se utilizează tranzistori de înaltă frecvență, problema eficienței și a caracteristicilor dimensionale a greutății la astfel de stabilizatori este rezolvată destul de radical.
Există trei circuite ISN principale: ISN serial de tip bucking (Fig. 12.15), ISN paralel de tip boosting (Fig. 12.16) și tip inversare paralel (Fig. 12.17). Toate cele trei circuite conțin bobina de stocare L, elementul de control 1, dioda de blocare VD, elementele de control 2, 3 și condensatorul de filtru C.
Un regulator de serie cu comutare descendente este realizat conform diagramei bloc prezentate în Fig. 12.15, în care elementul de comandă 1 și inductorul L sunt conectate în serie cu sarcina Rn. Un tranzistor care funcționează în modul de comutare este utilizat ca RE. Când tranzistorul este deschis pentru un timp T„, energia de la sursa de curent continuu de intrare Ui (sau un redresor cu tensiunea de ieșire Uo) este transferată la sarcină prin inductorul L, în care este stocată energia. Când tranzistorul este închis pentru un timp Tp, energia acumulată în inductor este transferată la sarcină prin dioda VD. Perioada de comutare (conversie) este egală cu T=Ti+Tn. Frecvența de comutare (conversie) F=1/T. Raportul dintre durata stării deschise a tranzistorului, la care se generează un impuls de tensiune de durata Ti, și perioada de comutare T se numește ciclu de lucru K3=Ti/T.
Astfel, într-un stabilizator de impulsuri, elementul de reglare 1 transformă (modulează) tensiunea continuă de intrare Ui într-o serie de impulsuri succesive de o anumită durată și frecvență, și un filtru de netezire format dintr-o diodă VD, un inductor L și un condensator C. le demodulează într-o tensiune continuă Uo. Când tensiunea de ieșire Uo sau curentul de sarcină Rn se modifică în stabilizatorul de impuls folosind un circuit de feedback format din elementul de măsurare 3 și circuitul de control 2, durata impulsului se modifică astfel încât tensiunea de ieșire Uo rămâne neschimbată (cu un anumit grad de precizie).
Modul de funcționare în impulsuri face posibilă reducerea semnificativă a pierderilor în elementul de control și, prin urmare, creșterea eficienței sursei de alimentare, reducerea greutății și dimensiunilor acesteia. Acesta este principalul avantaj al stabilizatorilor cu impulsuri față de stabilizatorii cu compensare continuă.
Un stabilizator paralel de impulsuri (tip boost) este realizat conform diagramei bloc din Fig. 12.16, în care elementul de comandă 1 este conectat în paralel cu sarcina Rn. Când tranzistorul de control este deschis, curentul de la sursa de alimentare Ui trece prin inductorul L, stochând energie în acesta. Dioda VD este într-o stare închisă și, prin urmare, nu permite condensatorului C să se descarce prin tranzistorul de control deschis. Curentul la sarcină în această perioadă de timp provine numai de la condensatorul C. În momentul în care tranzistorul de control se închide, fem-ul de auto-inducție a inductorului L se însumează cu tensiunea de intrare și energia inductorului este transferată la sarcină, iar tensiunea de ieșire este mai mare decât tensiunea de alimentare de intrare Ui. Spre deosebire de diagrama din fig. 12.15 aici inductorul nu este un element de filtru, iar tensiunea de ieșire devine mai mare decât tensiunea de intrare cu o valoare determinată de inductanța inductorului L și timpul deschis al tranzistorului de control (sau ciclul de lucru al impulsurilor de control).
Circuitul de control al stabilizatorului din fig. 12.16 este construit în așa fel încât, de exemplu, atunci când tensiunea de alimentare de intrare Ui crește, durata stării deschise a tranzistorului de comandă scade cu o asemenea valoare încât tensiunea de ieșire Uo rămâne neschimbată.
Stabilizatorul de inversare paralelă a impulsurilor este realizat conform diagramei bloc prezentată în Fig. 12.17. Spre deosebire de diagrama din fig. 12.16 aici inductorul L este conectat în paralel cu sarcina Rn, iar elementul de comandă 1 este conectat în serie cu acesta. O diodă de blocare separă condensatorul filtrului C și sarcina Rn de elementul de control DC. Stabilizatorul are proprietatea de a schimba (inversa) polaritatea tensiunii de ieșire Uo față de polaritatea tensiunii de alimentare de intrare.
Stabilizatoarele de impulsuri, în funcție de metoda de control a tranzistorului de control, pot fi realizate cu modulare pe lățime a impulsurilor (PWM), modulare a frecvenței impulsurilor (PFM) sau control prin releu. În stabilizatoarele PWM, durata impulsului Ti se modifică în timpul funcționării, dar frecvența de comutare rămâne neschimbată; în stabilizatoarele PFM, frecvența de comutare se modifică, dar durata impulsului Ti rămâne constantă; În stabilizatoarele cu relee, în procesul de reglare a tensiunii, se modifică atât durata impulsurilor, cât și rata de repetare a acestora.
Cel mai utilizat în practică este ISN secvenţial (Fig. 12.15), în care şocul de stocare este, de asemenea, un element al filtrului LC de netezire. În stabilizatorii din Fig. 12.16 și 12.17, inductorul L nu participă la netezirea ondulației tensiunii de ieșire. În aceste scheme, netezirea ondulației se realizează numai prin creșterea capacității condensatorului C, ceea ce duce la o creștere a masei și dimensiunilor filtrului și a dispozitivului în ansamblu.
Caracteristica de control static determinată pentru stabilizatorul din Fig. 12.15 conform formulei Uo/Ui=Kз (1 - Kg), este o linie dreaptă, a cărei pantă depinde (fără a lua în considerare pierderile în tranzistorul de control și dioda) de raportul rezistențelor active ale inductorului și sarcina Kg=Rd/Rn. Tensiunea de sarcină Uo este determinată de durata relativă a impulsurilor de comandă (la constantă Ui) și nu poate fi mai mare decât tensiunea de alimentare, iar liniaritatea acestei caracteristici corespunde condițiilor de funcționare stabilă a ISN.
Să luăm în considerare principalele elemente ale ISN din Fig. 12.15. Să începem cu blocul principal, a cărui diagramă este prezentată în Fig. 12.18.
Blocul include o secțiune de putere și un element de reglare pe tranzistorul VT1, controlat de un comutator pe tranzistorul VT2 (dioda VD2 servește la protejarea joncțiunii de bază VT2 cu un semnal mare de control negativ de intrare). Rezistența rezistenței R1 este selectată din condiția asigurării stării închise a tranzistorului VT1 (100...900 Ohmi), iar R2 - aproximativ din condiția kbUi=R2 Ikmax unde k=l,5...2 este factor de siguranță la saturație; b, Ikmax - factorul de amplificare a curentului și curentul maxim al colectorului de impulsuri al tranzistorului VT1. Rezistența rezistorului R3 este selectată într-un mod similar, dar în calcule Ui este înlocuită cu amplitudinea impulsului de control al generatorului de funcții. Rețineți că atunci când alegeți numărul de tranzistoare RE, vă puteți ghida după recomandările date pentru circuitul din Fig. 12.12.
Datele inițiale pentru alegerea parametrilor circuitului din Fig. 12.18 sunt:
tensiunea Ui și limitele modificării acesteia; rezistența internă Ri a sursei Ui; tensiunea nominală de ieșire a stabilizatorului Uo și limitele admisibile ale reglajului acestuia; curenți de sarcină maximi Inmax și minim Imin, amplitudine de ondulare admisibilă a tensiunii de ieșire a stabilizatorului; coeficientul de stabilizare Kn și rezistența internă Ro; abaterea maximă a temperaturii tensiunii Uo etc. Procedura de selectare a parametrilor este următoarea:
1. Selectați frecvența de conversie F (până la 100 kHz, pentru model - unități de kiloherți) și luați aproximativ randament = 0,85...0,95.
2. Determinați valorile minime și maxime ale duratei relative (factor de sarcină) a impulsului de tensiune la intrarea filtrului:
3. Din condiția menținerii modului de continuitate a curenților inductorului îl determinăm
inductanță minimă
4. Calculați produsul LC din valoarea dată a tensiunii de ondulare U„
de unde găsim apoi capacitatea condensatorului C.
Produsul LC determină nu numai nivelul de ondulare, ci și natura tranzitorilor de tensiune de ieșire după pornirea stabilizatorului.
În fig. Figura 12.19 prezintă rezultatele simulării circuitului din Fig. 12.18 cu următoarele date: F=1 kHz, K=0,5, Rn=100 Ohm, L=200 mH, C=100 µF (pentru Fig. 12.19, a) și C=1 µF (pentru Fig. 12.19, b) . După cum se poate observa din figuri, cu o valoare relativ mare a produsului LC, răspunsul tranzitoriu al circuitului studiat are un caracter oscilator, ceea ce duce la supratensiuni de ieșire, care pot fi periculoase pentru consumator (sarcină).
Să trecem la considerarea următoarei unități funcționale a ISN - circuitul de control și elementul de măsurare. În acest caz, este recomandabil să luați în considerare caracteristicile modulatorilor utilizați în ISN.
Stabilizatoarele de comutare cu PWM au următoarele avantaje în comparație cu stabilizatoarele de celelalte două tipuri:
Eficienta ridicata si frecventa optima de conversie sunt asigurate indiferent de tensiunea sursei primare de alimentare si curentul de sarcina; frecvența de ondulare la sarcină este constantă, ceea ce este semnificativ pentru un număr de consumatori de energie electrică;
Se realizează posibilitatea sincronizării simultane a frecvențelor de conversie a unui număr nelimitat de ISN-uri, ceea ce elimină riscul de bătăi de frecvență atunci când mai multe ISN-uri sunt alimentate de la o sursă primară comună de curent continuu. În plus, atunci când ISN funcționează pe un convertor nereglementat (de exemplu, un amplificator de putere), este posibil să se sincronizeze frecvențele ambelor dispozitive.
Dezavantajul unui ISN cu PWM în comparație cu un stabilizator de tip releu este un circuit de control mai complex, care conține de obicei un oscilator principal suplimentar.
Stabilizatoarele de impulsuri cu PFM, deși nu au avantaje semnificative față de alte tipuri de ISN, au următoarele dezavantaje:
О complexitatea implementării regulatoarelor de frecvență pe o gamă largă, în special cu schimbări mari ale tensiunii de alimentare și ale curentului de sarcină;
Nu există nicio posibilitate de a realiza avantajele menționate mai sus ale unui sistem de control PWM.
Ultimul dezavantaj se aplică și ISN-urilor cu releu (sau cu două poziții), care sunt, de asemenea, caracterizate printr-o ondulație de tensiune relativ mare la sarcină (în stabilizatoarele cu PWM sau PWM, ondulația tensiunii de ieșire poate fi redusă în principiu la zero, ceea ce este imposibil de realizat în stabilizatoarele relee).
În cazul general, blocul 3 (Fig. 12.20) conține un divizor de tensiune, o sursă de tensiune de referință ION, un element de comparare și un amplificator de nepotrivire. Aceste elemente îndeplinesc aceleași funcții ca în stabilizatorii de compensare. Pentru un ISN cu PWM, acestor dispozitive se adaugă un formator de tensiune de sincronizare (oscilator master) și un dispozitiv de prag, cu ajutorul cărora se generează impulsuri modulate în durată. Durata impulsului de control este modificată prin modularea frontului său de avans sau de mers.
Când marginea anterioară este modulată, tensiunea de sincronizare care variază liniar crește în fiecare perioadă, iar când marginea de fugă se modulează, tensiunea de control scade în fiecare perioadă. La modularea muchiilor, tensiunea de sincronizare crește și scade la fiecare perioadă. Acest tip de modulație, în comparație cu modulația unidirecțională, face posibilă implementarea ISN-urilor mai rapide, deoarece în acest caz valoarea instantanee a tensiunii de control afectează formarea muchiilor.
Coeficientul de transmisie al circuitului de control, care stabilește relația dintre modificările duratei relative a impulsurilor la intrarea filtrului de netezire și tensiunea de sarcină (pentru PWM), este egal cu
raportul de câștig al divizorului de tensiune și, respectiv, al amplificatorului de eroare; Uy este amplitudinea tensiunii de sincronizare.
Circuitul complet al ISN cu elemente PWM este prezentat în Fig. 12.20. Divizorul de tensiune este realizat pe rezistențele R3, R4, sursa de tensiune de referință este pe rezistența R5 și dioda zener VD2, amplificatorul de semnal de eroare este pe OU1, dispozitivul de prag este pe OU2. Deoarece ambele amplificatoare operaționale sunt alimentate de la o sursă unipolară, pentru a se potrivi cu nivelurile din stadiul cheie pe VT2, un stabilizator parametric (VD3, R8) este inclus în circuitul emițătorului. Un generator funcțional în modul de impuls triunghiular a fost folosit ca master; La modularea pe o margine de avans, ciclul de lucru este selectat ca maxim (99%), la modularea pe o margine descendentă - ca minim (0,1%), la modularea pe ambele margini - 50%. În fig. Figura 12.21 prezintă rezultatul modelării procesului de generare a impulsurilor de control în timpul modulării de-a lungul muchiei de atac.
Arată în Fig. 12.21 rezultatele au fost obținute la Rn = 100 Ohm și Ui = 20 V. După cum se poate observa din Fig. 12.21, imediat după pornirea sursei de alimentare, se formează impulsuri de control de durată maximă, apoi are loc o pauză lungă din cauza unui salt pozitiv al tensiunii de ieșire Uo, apoi reîncepe modul forțat din cauza unui salt negativ în Uo. Modul în regim de echilibru al formării impulsului de control are loc după mai multe perioade ale semnalului de control al oscilatorului principal.
Sarcini de testare
1. Pentru circuitul din Fig. 12.18 se obține dependența Uo=f(K,) la F=1 kHz, Uy=3 V (unipolaritatea impulsurilor dreptunghiulare de control se asigură prin setarea componentei constante Offset=3 V pe generatorul funcțional, se setează ciclul de lucru K prin selectarea parametrului Duty cycle), Ui= 30 V, Rn=100 Ohm, L=100 mH, C=100 µF.
2. Pentru circuitul din Fig. 12.18, studiați dependența formei proceselor tranzitorii de rezistența de pierdere activă Rd, inclusiv o rezistență de 0,1... 10 Ohm în serie cu inductorul.
3. Examinați ISN-ul conform diagramei din Fig. 12.20 la modularea muchiei de cădere, simultan de-a lungul muchiei de avans și de cădere și comparați rezultatele în momentul în care dispozitivele ating starea de echilibru.
4. Pentru fiecare metodă de generare a semnalelor de control în regim staționar, obțineți dependența perioadei de generare a semnalelor de control de rezistența de sarcină Rn în intervalul 10... 1000 Ohmi și tensiunea de intrare Ui în intervalul 15.. .40 V.
Microcircuitul luat în considerare astăzi este un convertor de tensiune DC-DC reglabil sau pur și simplu un stabilizator de curent ajustabil de 40 volți la intrare și de la 1,2 la 35 V la ieșire. LM2576 necesită o putere de intrare de aproximativ 40-50 VDC. Deoarece poate gestiona curenți de până la 3 amperi, LM2576 funcționează ca un regulator de comutare capabil să conducă o sarcină de 3 amperi cu un număr minim de componente și un radiator mic. Prețul cipului LM2576 este de aproximativ 140 de ruble.
Schema schematică a stabilizatorului
Caracteristicile schemei
- Tensiune de ieșire reglabilă 1,2 - 35 V și ondulație scăzută
- Potențiometru pentru reglarea lină a tensiunii de ieșire
- Placa are un redresor cu punte de tensiune AC
- Indicație LED a puterii de intrare
- Dimensiuni PCB 70 x 63 mm
Circuitul este destinat surselor de alimentare desktop, încărcătoarelor de baterii, ca driver LED. Urmează 2 opțiuni de proiectare - în formă standard și plană:
De ce nu pot fi utilizați stabilizatori parametrici simpli precum LM317 în astfel de surse de alimentare stabilizate? Deoarece disiparea puterii la o tensiune de 30 V 3 A va fi de câteva zeci de wați - va fi necesar un radiator uriaș și un răcitor. Dar cu stabilizarea pulsului, puterea eliberată pe microcircuit este de aproape 10 ori mai mică. Prin urmare, cu LM2576 obținem un regulator de tensiune reglabil universal mic și puternic.
LM2596 reduce tensiunea de intrare (la 40 V) - ieșirea este reglată, curentul este de 3 A. Ideal pentru LED-uri dintr-o mașină. Module foarte ieftine - aproximativ 40 de ruble în China.
Texas Instruments produce controlere DC-DC LM2596 de înaltă calitate, fiabile, accesibile și ieftine, ușor de utilizat. Fabricile chineze produc convertoare stepdown ultra-ieftine pe baza acestuia: prețul unui modul pentru LM2596 este de aproximativ 35 de ruble (inclusiv livrarea). Vă sfătuiesc să cumpărați un lot de 10 bucăți deodată - va fi întotdeauna o utilizare pentru ele, iar prețul va scădea la 32 de ruble și la mai puțin de 30 de ruble când comandați 50 de bucăți. Citiți mai multe despre calcularea circuitului microcircuitului, reglarea curentului și tensiunii, aplicarea acestuia și câteva dintre dezavantajele convertorului.
Metoda tipică de utilizare este o sursă de tensiune stabilizată. Este ușor să faci o sursă de alimentare comutată pe baza acestui stabilizator; o folosesc ca o sursă de alimentare de laborator simplă și fiabilă, care poate rezista la scurtcircuite. Sunt atractive datorită consistenței calității (toate par a fi făcute în aceeași fabrică - și este dificil să faceți greșeli în cinci părți) și respectarea deplină a fișei de date și a caracteristicilor declarate.
O altă aplicație este un stabilizator de curent de impuls pentru alimentare pentru LED-uri de mare putere. Modulul de pe acest cip vă va permite să conectați o matrice LED auto de 10 wați, oferind în plus protecție la scurtcircuit.
Recomand cu căldură să cumpărați o duzină de ele - cu siguranță vor fi la îndemână. Sunt unice în felul lor - tensiunea de intrare este de până la 40 de volți și sunt necesare doar 5 componente externe. Acest lucru este convenabil - puteți crește tensiunea pe magistrala de alimentare inteligentă a casei la 36 de volți prin reducerea secțiunii transversale a cablurilor. Instalăm un astfel de modul la punctele de consum și îl configurăm la 12, 9, 5 volți necesari sau la nevoie.
Să le aruncăm o privire mai atentă.
Caracteristicile cipului:
- Tensiune de intrare - de la 2,4 la 40 volți (până la 60 volți în versiunea HV)
- Tensiune de ieșire - fixă sau reglabilă (de la 1,2 la 37 volți)
- Curent de ieșire - până la 3 amperi (cu răcire bună - până la 4,5 A)
- Frecvența de conversie - 150 kHz
- Carcasă - TO220-5 (montare prin gaură) sau D2PAK-5 (montare la suprafață)
- Eficiență - 70-75% la tensiuni joase, până la 95% la tensiuni înalte
- Sursă de tensiune stabilizată
- Circuitul convertizorului
- Fișa cu date
- Încărcător USB bazat pe LM2596
- Stabilizator de curent
- Utilizare în dispozitive de casă
- Reglarea curentului și tensiunii de ieșire
- Analogi îmbunătățiți ai LM2596
Istorie - stabilizatori liniari
Pentru început, voi explica de ce convertoarele standard de tensiune liniară precum LM78XX (de exemplu 7805) sau LM317 sunt proaste. Iată diagrama sa simplificată.
Elementul principal al unui astfel de convertor este un tranzistor bipolar puternic, pornit în sensul său „original” - ca rezistor controlat. Acest tranzistor face parte dintr-o pereche Darlington (pentru a crește coeficientul de transfer de curent și a reduce puterea necesară pentru a funcționa circuitul). Curentul de bază este stabilit de amplificatorul operațional, care amplifică diferența dintre tensiunea de ieșire și cea stabilită de ION (sursa de tensiune de referință), adică. este conectat conform circuitului clasic amplificator de eroare.
Astfel, convertorul pur și simplu pornește rezistorul în serie cu sarcina și îi controlează rezistența astfel încât, de exemplu, exact 5 volți să se stingă pe sarcină. Este ușor de calculat că atunci când tensiunea scade de la 12 volți la 5 (un caz foarte frecvent de utilizare a cipului 7805), intrarea de 12 volți este distribuită între stabilizator și sarcină în raportul „7 volți pe stabilizator + 5 volți la sarcină.” La un curent de jumătate de amper, 2,5 wați sunt eliberați la sarcină, iar la 7805 - până la 3,5 wați.
Se pare că cei 7 volți „extra” sunt pur și simplu stinși pe stabilizator, transformându-se în căldură. În primul rând, acest lucru cauzează probleme cu răcirea și, în al doilea rând, este nevoie de multă energie de la sursa de alimentare. Când este alimentat de la o priză, acest lucru nu este foarte înfricoșător (deși încă dăunează mediului), dar atunci când este alimentat de baterii sau baterii reîncărcabile, acest lucru nu poate fi ignorat.
O altă problemă este că, în general, este imposibil să faci un convertor boost folosind această metodă. Adesea apare o astfel de nevoie și încercările de a rezolva această problemă în urmă cu douăzeci sau treizeci de ani sunt uimitoare - cât de complexă a fost sinteza și calculul unor astfel de circuite. Unul dintre cele mai simple circuite de acest fel este un convertor push-pull 5V->15V.
Trebuie să recunoaștem că asigură izolare galvanică, dar nu folosește eficient transformatorul - doar jumătate din înfășurarea primară este folosită în orice moment.
Să uităm asta ca pe un vis urât și să trecem la circuitele moderne.
Sursa de tensiune
Sistem
Microcircuitul este convenabil de utilizat ca convertizor descendente: un comutator bipolar puternic este situat în interior, tot ce rămâne este să adăugați componentele rămase ale regulatorului - o diodă rapidă, o inductanță și un condensator de ieșire, este, de asemenea, posibil să instalați un condensator de intrare - doar 5 părți.
Versiunea LM2596ADJ va necesita, de asemenea, un circuit de setare a tensiunii de ieșire, acestea sunt două rezistențe sau un rezistor variabil.
Circuit convertizor de tensiune descendente bazat pe LM2596:
Întreaga schemă împreună:
Aici poti Descărcați fișa de date pentru LM2596.
Principiu de funcționare: un comutator puternic din interiorul dispozitivului, controlat de un semnal PWM, trimite impulsuri de tensiune către inductanță. În punctul A, x% din timp există tensiune completă și (1-x)% din timp tensiunea este zero. Filtrul LC netezește aceste oscilații evidențiind o componentă constantă egală cu x * tensiunea de alimentare. Dioda completează circuitul când tranzistorul este oprit.
Descriere detaliată a postului
Inductanța rezistă la schimbarea curentului prin ea. Când tensiunea apare în punctul A, inductorul creează o tensiune de auto-inducție negativă mare, iar tensiunea pe sarcină devine egală cu diferența dintre tensiunea de alimentare și tensiunea de auto-inducție. Curentul de inductanță și tensiunea pe sarcină cresc treptat.
După ce tensiunea dispare în punctul A, inductorul se străduiește să mențină curentul anterior care curge din sarcină și condensator și îl scurtează prin diodă la masă - scade treptat. Astfel, tensiunea de sarcină este întotdeauna mai mică decât tensiunea de intrare și depinde de ciclul de lucru al impulsurilor.
Tensiune de ieșire
Modulul este disponibil în patru versiuni: cu o tensiune de 3,3V (index –3,3), 5V (index –5,0), 12V (index –12) și o versiune reglabilă LM2596ADJ. Este logic să folosiți versiunea personalizată peste tot, deoarece este disponibilă în cantități mari în depozitele companiilor electronice și este puțin probabil să întâmpinați o lipsă a acesteia - și necesită doar două rezistențe suplimentare de penny. Și, desigur, versiunea de 5 volți este, de asemenea, populară.
Cantitatea din stoc este in ultima coloana.
Puteți seta tensiunea de ieșire sub forma unui comutator DIP, un exemplu bun în acest sens este dat aici, sau sub forma unui comutator rotativ. În ambele cazuri, veți avea nevoie de o baterie de rezistențe de precizie - dar puteți regla tensiunea fără voltmetru.
Cadru
Există două opțiuni de carcasă: carcasa cu montare plană TO-263 (modelul LM2596S) și carcasa cu orificiu traversant TO-220 (modelul LM2596T). Prefer să folosesc versiunea plană a LM2596S, deoarece în acest caz radiatorul este placa în sine și nu este nevoie să cumpărați un radiator extern suplimentar. În plus, rezistența sa mecanică este mult mai mare, spre deosebire de TO-220, care trebuie înșurubat la ceva, chiar și la o placă - dar apoi este mai ușor să instalați versiunea plană. Recomand să folosiți cipul LM2596T-ADJ în sursele de alimentare deoarece este mai ușor să eliminați o cantitate mare de căldură din carcasa acestuia.
Netezirea ondulației tensiunii de intrare
Poate fi folosit ca stabilizator „inteligent” eficient după rectificarea curentului. Deoarece microcircuitul monitorizează direct tensiunea de ieșire, fluctuațiile tensiunii de intrare vor provoca o modificare invers proporțională a coeficientului de conversie al microcircuitului, iar tensiunea de ieșire va rămâne normală.
Rezultă din aceasta că atunci când se folosește LM2596 ca convertizor descendente după un transformator și redresor, condensatorul de intrare (adică cel situat imediat după puntea de diode) poate avea o capacitate mică (aproximativ 50-100 μF).
Condensator de ieșire
Datorită frecvenței mari de conversie, condensatorul de ieșire, de asemenea, nu trebuie să aibă o capacitate mare. Nici măcar un consumator puternic nu va avea timp să reducă semnificativ acest condensator într-un singur ciclu. Să facem calculul: luați un condensator de 100 µF, o tensiune de ieșire de 5 V și o sarcină care consumă 3 amperi. Încărcarea completă a condensatorului q = C*U = 100e-6 µF * 5 V = 500e-6 µC.
Într-un ciclu de conversie, sarcina va lua dq = I*t = 3 A * 6,7 μs = 20 μC de la condensator (aceasta este doar 4% din sarcina totală a condensatorului) și imediat va începe un nou ciclu și convertorul va pune o nouă porțiune de energie în condensator.
Cel mai important lucru este să nu folosiți condensatori de tantal ca condensatori de intrare și de ieșire. Ei scriu corect în fișele tehnice - „nu utilizați în circuitele de alimentare”, deoarece tolerează foarte prost chiar și supratensiunile de scurtă durată și nu le plac curenții mari de impuls. Utilizați condensatori electrolitici obișnuiți din aluminiu.
Eficiență, eficiență și pierderi de căldură
Eficiența nu este atât de mare, deoarece un tranzistor bipolar este folosit ca un comutator puternic - și are o cădere de tensiune diferită de zero, aproximativ 1,2 V. De aici scaderea randamentului la tensiuni joase.
După cum puteți vedea, eficiența maximă este atinsă atunci când diferența dintre tensiunile de intrare și de ieșire este de aproximativ 12 volți. Adică, dacă trebuie să reduceți tensiunea cu 12 volți, o cantitate minimă de energie va intra în căldură.
Ce este eficiența convertorului? Aceasta este o valoare care caracterizează pierderile de curent - datorită generării de căldură pe un comutator puternic complet deschis conform legii Joule-Lenz și pierderilor similare în timpul proceselor tranzitorii - atunci când comutatorul este, să zicem, doar pe jumătate deschis. Efectele ambelor mecanisme pot fi comparabile ca amploare, așa că nu ar trebui să uităm de ambele căi de pierdere. O cantitate mică de putere este, de asemenea, utilizată pentru a alimenta „creierul” convertorului în sine.
În mod ideal, la conversia tensiunii de la U1 la U2 și a curentului de ieșire I2, puterea de ieșire este egală cu P2 = U2*I2, puterea de intrare este egală cu aceasta (cazul ideal). Aceasta înseamnă că curentul de intrare va fi I1 = U2/U1*I2.
În cazul nostru, conversia are o eficiență sub unitate, așa că o parte din energie va rămâne în interiorul dispozitivului. De exemplu, cu randamentul η, puterea de ieșire va fi P_out = η*P_in, iar pierderile P_loss = P_in-P_out = P_in*(1-η) = P_out*(1-η)/η. Desigur, convertizorul va trebui să mărească curentul de intrare pentru a menține curentul și tensiunea de ieșire specificate.
Putem presupune că la conversia 12V -> 5V și un curent de ieșire de 1A, pierderile în microcircuit vor fi de 1,3 wați, iar curentul de intrare va fi de 0,52A. În orice caz, acesta este mai bun decât orice convertor liniar, care va da cel puțin 7 wați de pierderi și va consuma 1 amper din rețeaua de intrare (inclusiv pentru această sarcină inutilă) - de două ori mai mult.
Apropo, microcircuitul LM2577 are o frecvență de operare de trei ori mai mică, iar eficiența sa este puțin mai mare, deoarece există mai puține pierderi în procesele tranzitorii. Cu toate acestea, are nevoie de evaluări de trei ori mai mari ale inductorului și condensatorului de ieșire, ceea ce înseamnă bani suplimentari și dimensiunea plăcii.
Creșterea curentului de ieșire
În ciuda curentului de ieșire deja destul de mare al microcircuitului, uneori este necesar și mai mult curent. Cum să ieși din această situație?
- Mai multe convertoare pot fi paralelizate. Desigur, acestea trebuie setate la exact aceeași tensiune de ieșire. În acest caz, nu vă puteți descurca cu simple rezistențe SMD în circuitul de setare a tensiunii de feedback; trebuie să utilizați fie rezistențe cu o precizie de 1%, fie să setați manual tensiunea cu un rezistor variabil.
Încărcător USB pentru LM2596
Puteți face un încărcător USB de călătorie foarte convenabil. Pentru a face acest lucru, trebuie să setați regulatorul la o tensiune de 5V, să îi furnizați un port USB și să furnizați energie încărcător. Folosesc un model radio de baterie litiu polimer achiziționat în China care oferă 5 amperi oră la 11,1 volți. Aceasta este mult - suficient pentru de 8 oriîncărcați un smartphone obișnuit (fără a ține cont de eficiență). Ținând cont de eficiență, aceasta va fi de cel puțin 6 ori.
Nu uitați să scurtați pinii D+ și D- ai mufei USB pentru a spune telefonului că este conectat la încărcător și curentul transferat este nelimitat. Fără acest eveniment, telefonul va crede că este conectat la computer și va fi încărcat cu un curent de 500 mA - pentru o perioadă foarte lungă de timp. Mai mult, este posibil ca un astfel de curent să nu compenseze nici măcar consumul de curent al telefonului, iar bateria nu se va încărca deloc.
De asemenea, puteți furniza o intrare separată de 12 V de la o baterie de mașină cu un conector pentru brichetă - și să comutați sursele cu un fel de comutator. Vă sfătuiesc să instalați un LED care va semnala că dispozitivul este pornit, pentru a nu uita să opriți bateria după încărcarea completă - altfel pierderile din convertor vor epuiza complet bateria de rezervă în câteva zile.
Acest tip de baterie nu este foarte potrivit pentru că este proiectat pentru curenți mari - poți încerca să găsești o baterie cu curent mai mic, iar aceasta va fi mai mică și mai ușoară.
Stabilizator de curent
Reglarea curentului de ieșire
Disponibil numai cu versiunea cu tensiune de ieșire reglabilă (LM2596ADJ). Apropo, chinezii fac și această versiune a plăcii, cu reglarea tensiunii, curentului și tot felul de indicații - un modul stabilizator de curent gata făcut pe LM2596 cu protecție la scurtcircuit poate fi cumpărat sub numele xw026fr4.
Dacă nu doriți să utilizați un modul gata făcut și doriți să realizați singur acest circuit, nu este nimic complicat, cu o singură excepție: microcircuitul nu are capacitatea de a controla curentul, dar îl puteți adăuga. Voi explica cum să faceți acest lucru și voi clarifica punctele dificile de-a lungul drumului.
Aplicație
Un stabilizator de curent este un lucru necesar pentru a alimenta LED-uri puternice (apropo - proiectul meu de microcontroler drivere LED de mare putere), diode laser, galvanizare, încărcare baterie. Ca și în cazul stabilizatorilor de tensiune, există două tipuri de astfel de dispozitive - liniare și pulsate.
Stabilizatorul de curent liniar clasic este LM317 și este destul de bun în clasa sa - dar curentul maxim este de 1,5 A, ceea ce nu este suficient pentru multe LED-uri de mare putere. Chiar dacă alimentați acest stabilizator cu un tranzistor extern, pierderile asupra acestuia sunt pur și simplu inacceptabile. Întreaga lume face tam-tam în privința consumului de energie al becurilor de așteptare, dar aici LM317 funcționează cu o eficiență de 30% Aceasta nu este metoda noastră.
Dar microcircuitul nostru este un driver convenabil pentru un convertor de tensiune de impuls care are multe moduri de operare. Pierderile sunt minime, deoarece nu sunt utilizate moduri de funcționare liniare ale tranzistoarelor, ci doar cele cheie.
Inițial a fost destinat circuitelor de stabilizare a tensiunii, dar mai multe elemente îl transformă într-un stabilizator de curent. Faptul este că microcircuitul se bazează în întregime pe semnalul „Feedback” ca feedback, dar ce să-l alimenteze depinde de noi.
În circuitul de comutare standard, tensiunea este furnizată acestui picior de la un divizor rezistiv de tensiune de ieșire. 1,2 V este un echilibru; dacă Feedback-ul este mai mic, șoferul crește ciclul de funcționare al impulsurilor; dacă este mai mare, îl scade. Dar puteți aplica tensiune acestei intrări de la un șunt de curent!
Shunt
De exemplu, la un curent de 3A trebuie să luați un șunt cu o valoare nominală de cel mult 0,1 Ohm. La o astfel de rezistență, acest curent va elibera aproximativ 1 W, deci este mult. Este mai bine să paraleli trei astfel de șunturi, obținând o rezistență de 0,033 Ohm, o cădere de tensiune de 0,1 V și o degajare de căldură de 0,3 W.
Cu toate acestea, intrarea Feedback necesită o tensiune de 1,2 V - și avem doar 0,1 V. Este irațional să instalați o rezistență mai mare (căldura va fi eliberată de 150 de ori mai mult), așa că nu rămâne decât să creșteți cumva această tensiune. Acest lucru se face folosind un amplificator operațional.
Amplificator op-amp fără inversare
Schema clasica, ce poate fi mai simplu?
Ne unim
Acum combinăm un circuit convertor de tensiune convențional și un amplificator folosind un amplificator operațional LM358, la intrarea căruia conectăm un șunt de curent.
Un rezistor puternic de 0,033 Ohm este un șunt. Poate fi făcut din trei rezistențe de 0,1 Ohm conectate în paralel și pentru a crește puterea de disipare admisă, utilizați rezistențe SMD într-un pachet 1206, plasați-le cu un spațiu mic (nu aproape unul de celălalt) și încercați să lăsați cât mai mult strat de cupru în jurul rezistențe și sub ele pe cât posibil. Un mic condensator este conectat la ieșirea Feedback pentru a elimina o posibilă tranziție la modul oscilator.
Reglăm atât curentul, cât și tensiunea
Să conectăm ambele semnale la intrarea Feedback - atât curent, cât și tensiune. Pentru a combina aceste semnale, vom folosi schema de conexiuni obișnuită „ȘI” pe diode. Dacă semnalul de curent este mai mare decât semnalul de tensiune, acesta va domina și invers.
Câteva cuvinte despre aplicabilitatea schemei
Nu puteți regla tensiunea de ieșire. Deși este imposibil să reglați atât curentul de ieșire, cât și tensiunea în același timp - acestea sunt proporționale între ele, cu un coeficient de „rezistență la sarcină”. Și dacă sursa de alimentare implementează un scenariu precum „tensiune de ieșire constantă, dar când curentul depășește, începem să reducem tensiunea”, adică. CC/CV este deja un încărcător.
Tensiunea maximă de alimentare pentru circuit este de 30 V, deoarece aceasta este limita pentru LM358. Puteți extinde această limită la 40V (sau 60V cu versiunea LM2596-HV) dacă alimentați amplificatorul operațional de la o diodă zener.
În această din urmă opțiune, este necesar să se folosească un ansamblu de diode ca diode de însumare, deoarece ambele diode din acesta sunt realizate în cadrul aceluiași proces tehnologic și pe aceeași placă de siliciu. Răspândirea parametrilor lor va fi mult mai mică decât răspândirea parametrilor diodelor individuale individuale - datorită acestui lucru vom obține o precizie ridicată a valorilor de urmărire.
De asemenea, trebuie să vă asigurați cu atenție că circuitul amplificatorului operațional nu se excită și intră în modul laser. Pentru a face acest lucru, încercați să reduceți lungimea tuturor conductorilor și în special a căii conectate la pinul 2 al LM2596. Nu plasați amplificatorul operațional lângă această pistă, ci plasați dioda SS36 și condensatorul de filtru mai aproape de corpul LM2596 și asigurați o zonă minimă a buclei de masă conectată la aceste elemente - este necesar să asigurați o lungime minimă a întoarce calea curentă „LM2596 -> VD/C -> LM2596”.
Aplicarea LM2596 în dispozitive și aspectul plăcii independente
Am vorbit în detaliu despre utilizarea microcircuitelor în dispozitivele mele, nu sub forma unui modul finit în alt articol, care acoperă: alegerea diodei, a condensatorilor, a parametrilor inductorului și a vorbit, de asemenea, despre cablarea corectă și câteva trucuri suplimentare.
Oportunități de dezvoltare ulterioară
Analogi îmbunătățiți ai LM2596
Cel mai simplu mod după acest cip este să comutați la LM2678. În esență, acesta este același convertor stepdown, doar cu un tranzistor cu efect de câmp, datorită căruia eficiența crește la 92%. Adevărat, are 7 picioare în loc de 5 și nu este compatibil pin-to-pin. Cu toate acestea, acest cip este foarte asemănător și va fi o opțiune simplă și convenabilă, cu o eficiență îmbunătățită.
L5973D– un cip destul de vechi, oferind pana la 2,5A, si o eficienta ceva mai mare. De asemenea, are aproape dublul frecvenței de conversie (250 kHz) - prin urmare, sunt necesare valori mai mici ale inductorului și condensatorului. Cu toate acestea, am văzut ce se întâmplă cu el dacă îl puneți direct în rețeaua mașinii - destul de des elimină interferența.
ST1S10- Convertor DC-DC de înaltă eficiență (eficiență de 90%).
- Necesită 5-6 componente externe;
ST1S14- controler de înaltă tensiune (până la 48 volți). Frecvența de operare înaltă (850 kHz), curent de ieșire de până la 4 A, putere de ieșire bună, eficiență ridicată (nu mai rău de 85%) și un circuit de protecție împotriva curentului de sarcină în exces îl fac probabil cel mai bun convertor pentru alimentarea unui server de la 36 de volți. sursă.
Dacă este necesară o eficiență maximă, va trebui să apelați la controlere DC-DC stepdown neintegrate. Problema cu controlerele integrate este că nu au niciodată tranzistoare de putere rece - rezistența tipică a canalului nu este mai mare de 200 mOhm. Cu toate acestea, dacă luați un controler fără tranzistor încorporat, puteți alege orice tranzistor, chiar și AUIRFS8409–7P cu o rezistență de canal de jumătate de miliohm
Convertoare DC-DC cu tranzistor extern
Partea următoare
Circuite de convertoare de tensiune DC-DC cu impulsuri de casă folosind tranzistoare, șapte exemple.
Datorită eficienței lor ridicate, stabilizatorii de tensiune de comutare au devenit în ultimul timp din ce în ce mai răspândiți, deși sunt de obicei mai complexi și conțin un număr mai mare de elemente.
Deoarece doar o mică parte din energia furnizată stabilizatorului de comutare este convertită în energie termică, tranzistorii săi de ieșire se încălzesc mai puțin, prin urmare, prin reducerea zonei radiatoarelor, greutatea și dimensiunea dispozitivului sunt reduse.
Un dezavantaj vizibil al stabilizatorilor de comutare este prezența ondulațiilor de înaltă frecvență la ieșire, ceea ce restrânge semnificativ domeniul de aplicare a acestora - cel mai adesea stabilizatorii de comutare sunt utilizați pentru alimentarea dispozitivelor pe microcircuite digitale.
Stabilizator de tensiune de comutare descendente
Un stabilizator cu o tensiune de ieșire mai mică decât tensiunea de intrare poate fi asamblat folosind trei tranzistoare (Fig. 1), dintre care doi (VT1, VT2) formează un element de reglare cheie, iar al treilea (VT3) este un amplificator al semnalului de nepotrivire. .
Orez. 1. Circuitul unui stabilizator de tensiune de impuls cu o eficiență de 84%.
Aparatul funcționează în modul auto-oscilant. Tensiunea de reacție pozitivă de la colectorul tranzistorului compozit VT1 prin condensatorul C2 intră în circuitul de bază al tranzistorului VT2.
Elementul de comparație și amplificatorul de semnal de nepotrivire este o cascadă bazată pe tranzistorul VTZ. Emițătorul său este conectat la sursa de tensiune de referință - dioda zener VD2, iar baza - la divizorul de tensiune de ieșire R5 - R7.
În stabilizatoarele de impuls, elementul de reglare funcționează în modul comutator, astfel încât tensiunea de ieșire este reglată prin modificarea ciclului de lucru al comutatorului.
Pornirea/oprirea tranzistorului VT1 pe baza semnalului de la tranzistorul VTZ este controlată de tranzistorul VT2. În momentele în care tranzistorul VT1 este deschis, energia electromagnetică este stocată în inductorul L1, datorită fluxului de curent de sarcină.
După ce tranzistorul se închide, energia stocată este transferată la sarcină prin dioda VD1. Ondulările din tensiunea de ieșire a stabilizatorului sunt netezite de filtrul L1, SZ.
Caracteristicile stabilizatorului sunt în întregime determinate de proprietățile tranzistorului VT1 și ale diodei VD1, a căror viteză ar trebui să fie maximă. Cu o tensiune de intrare de 24 V, o tensiune de ieșire de 15 V și un curent de sarcină de 1 A, valoarea eficienței măsurată a fost de 84%.
Choke L1 are 100 de spire de sârmă cu un diametru de 0,63 mm pe un inel de ferită K26x16x12 cu o permeabilitate magnetică de 100. Inductanța sa la un curent de polarizare de 1 A este de aproximativ 1 mH.
Convertor de tensiune DC-DC redus la +5V
Circuitul unui stabilizator de comutare simplu este prezentat în Fig. 2. Choke-urile L1 și L2 sunt înfășurate pe rame din plastic plasate în miezuri magnetice blindate B22 din ferită M2000NM.
Choke L1 conține 18 spire ale unui cablaj de 7 fire PEV-1 0,35. Între cupele circuitului său magnetic este introdusă o garnitură de 0,8 mm grosime.
Rezistența activă a înfășurării inductorului L1 este de 27 mOhm. Choke L2 are 9 spire ale unui cablaj de 10 fire PEV-1 0,35. Distanța dintre cupele sale este de 0,2 mm, rezistența activă a înfășurării este de 13 mOhm.
Garniturile pot fi realizate din material rigid rezistent la căldură - textolit, mică, carton electric. Șurubul care ține împreună cupele circuitului magnetic trebuie să fie din material nemagnetic.
Orez. 2. Circuitul unui stabilizator de tensiune cheie simplu cu o eficiență de 60%.
Pentru a configura stabilizatorul, la ieșire este conectată o sarcină cu o rezistență de 5...7 ohmi și o putere de 10 W. Prin selectarea rezistenței R7, se setează tensiunea nominală de ieșire, apoi curentul de sarcină crește la 3 A și, prin selectarea dimensiunii condensatorului C4, se setează frecvența de generare (aproximativ 18...20 kHz) la care frecvența înaltă. supratensiunile la condensatorul SZ sunt minime.
Tensiunea de ieșire a stabilizatorului poate fi crescută la 8...10V prin creșterea valorii rezistenței R7 și setarea unei noi frecvențe de funcționare. În acest caz, puterea disipată de tranzistorul VTZ va crește și ea.
În comutarea circuitelor stabilizatoare, se recomandă utilizarea condensatoarelor electrolitice K52-1. Valoarea capacității necesară este obținută prin conectarea condensatoarelor în paralel.
Principalele caracteristici tehnice:
- Tensiune de intrare, V - 15...25.
- Tensiune de ieșire, V - 5.
- Curent maxim de sarcină, A - 4.
- Ondularea tensiunii de ieșire la un curent de sarcină de 4 A pe întreaga gamă de tensiuni de intrare, mV, nu mai mult de 50.
- Eficiență, %, nu mai puțin de 60.
- Frecvența de funcționare la o tensiune de intrare de 20 b și un curent de sarcină de 3 A, kHz - 20.
O versiune îmbunătățită a stabilizatorului de comutare +5V
În comparație cu versiunea anterioară a stabilizatorului de impulsuri, noul design al lui A. A. Mironov (Fig. 3) a îmbunătățit și îmbunătățit caracteristici precum eficiența, stabilitatea tensiunii de ieșire, durata și natura procesului tranzitoriu atunci când este expus la o sarcină de impuls. .
Orez. 3. Circuitul unui stabilizator de tensiune de impuls.
S-a dovedit că atunci când prototipul funcționează (Fig. 2), un așa-numit curent trece prin tranzistorul comutator compozit. Acest curent apare în acele momente când, pe baza unui semnal de la nodul de comparație, tranzistorul cheie se deschide, dar dioda de comutare nu a avut încă timp să se închidă. Prezența unui astfel de curent provoacă pierderi suplimentare de încălzire ale tranzistorului și diodei și reduce eficiența dispozitivului.
Un alt dezavantaj este ondulația semnificativă a tensiunii de ieșire la un curent de sarcină apropiat de limită. Pentru a combate ondulațiile, a fost introdus un filtru LC de ieșire suplimentar (L2, C5) în stabilizator (Fig. 2).
Instabilitatea tensiunii de ieșire de la modificările curentului de sarcină poate fi redusă doar prin reducerea rezistenței active a inductorului L2.
Îmbunătățirea dinamicii procesului tranzitoriu (în special, reducerea duratei acestuia) este asociată cu necesitatea de a reduce inductanța inductorului, dar aceasta va crește inevitabil ondularea tensiunii de ieșire.
Prin urmare, sa dovedit a fi recomandabil să eliminați acest filtru de ieșire și să creșteți capacitatea condensatorului C2 de 5... 10 ori (prin conectarea în paralel a mai multor condensatori într-o baterie).
Circuitul R2, C2 din stabilizatorul original (Fig. 6.2) practic nu modifică durata scăderii curentului de ieșire, așa că poate fi eliminat (rezistor de scurtcircuit R2), iar rezistența rezistorului R3 poate fi crescută la 820 ohmi.
Dar apoi, atunci când tensiunea de intrare crește de la 15 6 la 25 6, curentul care trece prin rezistorul R3 (în dispozitivul original) va crește de 1,7 ori, iar disiparea puterii va crește de 3 ori (până la 0,7 W).
Prin conectarea ieșirii inferioare a rezistorului R3 (în diagrama stabilizatorului modificat acesta este rezistorul R2) la borna pozitivă a condensatorului C2, acest efect poate fi slăbit, dar în același timp rezistența lui R2 (Fig. 3) ar trebui să fie redusă la 620 ohmi.
Una dintre modalitățile eficiente de combatere a curentului este creșterea timpului de creștere a curentului prin tranzistorul cu cheie deschisă.
Apoi, când tranzistorul este complet deschis, curentul prin dioda VD1 va scădea la aproape zero. Acest lucru poate fi realizat dacă forma curentului prin tranzistorul cheie este apropiată de triunghiulară.
După cum arată calculele, pentru a obține această formă de curent, inductanța inductanței de stocare L1 nu trebuie să depășească 30 μH.
O altă modalitate este să utilizați o diodă de comutare mai rapidă VD1, de exemplu, KD219B (cu o barieră Schottky). Astfel de diode au o viteză de funcționare mai mare și o cădere de tensiune mai mică la aceeași valoare a curentului direct în comparație cu diodele convenționale de înaltă frecvență din siliciu. Condensator C2 tip K52-1.
Parametrii dispozitivului îmbunătățiți pot fi obținuți și prin schimbarea modului de funcționare al tranzistorului cheie. Particularitatea funcționării tranzistorului puternic VTZ în stabilizatorii originali și îmbunătățiți este că funcționează în modul activ și nu în modul saturat și, prin urmare, are un coeficient de transfer de curent ridicat și se închide rapid.
Cu toate acestea, datorită tensiunii crescute pe ea în stare deschisă, puterea disipată este de 1,5...2 ori mai mare decât valoarea minimă realizabilă.
Puteți reduce tensiunea de pe tranzistorul cheie aplicând o tensiune de polarizare pozitivă (față de firul de putere pozitiv) la emițătorul tranzistorului VT2 (vezi Fig. 3).
Valoarea necesară a tensiunii de polarizare este selectată la configurarea stabilizatorului. Dacă este alimentat de un redresor conectat la un transformator de rețea, atunci poate fi prevăzută o înfășurare separată pe transformator pentru a obține tensiunea de polarizare. Cu toate acestea, tensiunea de polarizare se va modifica odată cu tensiunea rețelei.
Circuit convertizor cu tensiune de polarizare stabilă
Pentru a obține o tensiune de polarizare stabilă, stabilizatorul trebuie modificat (Fig. 4), iar inductorul trebuie transformat în transformatorul T1 prin înfășurarea unei înfășurări suplimentare II. Când tranzistorul cheie este închis și dioda VD1 este deschisă, tensiunea pe înfășurarea I este determinată din expresia: U1=UBыx + U VD1.
Deoarece tensiunea la ieșire și la diodă se modifică ușor în acest moment, indiferent de valoarea tensiunii de intrare pe înfășurarea II, tensiunea este aproape stabilă. După rectificare, acesta este furnizat emițătorului tranzistorului VT2 (și VT1).
Orez. 4. Schema unui stabilizator de tensiune de impuls modificat.
Pierderile de încălzire au scăzut în prima versiune a stabilizatorului modificat cu 14,7%, iar în a doua - cu 24,2%, ceea ce le permite să funcționeze la un curent de sarcină de până la 4 A fără a instala un tranzistor cheie pe radiatorul.
În stabilizatorul opțiunii 1 (Fig. 3), inductorul L1 conține 11 spire, înfășurate cu un mănunchi de opt fire PEV-1 0,35. Înfășurarea este plasată într-un miez magnetic blindat B22 din ferită de 2000NM.
Între cupe trebuie să așezați o garnitură de textolit de 0,25 mm grosime. În stabilizatorul opțiunii 2 (Fig. 4), transformatorul T1 este format prin înfășurarea a două spire de fir PEV-1 0,35 peste bobina inductorului L1.
În loc de o diodă cu germaniu D310, puteți utiliza o diodă cu siliciu, de exemplu, KD212A sau KD212B, iar numărul de spire al înfășurării II trebuie crescut la trei.
Stabilizator de tensiune DC cu PWM
Un stabilizator cu control al lățimii impulsului (Fig. 5) este aproape în principiu de stabilizatorul descris în, dar, spre deosebire de acesta, are două circuite de feedback conectate în așa fel încât elementul cheie se închide atunci când tensiunea de sarcină depășește sau curentul crește , consumat de sarcină.
Când puterea este aplicată la intrarea dispozitivului, curentul care trece prin rezistorul R3 deschide elementul cheie format din tranzistoarele VT.1, VT2, ca urmare a căruia apare un curent în circuitul tranzistorului VT1 - inductor L1 - sarcină - rezistor R9. Condensatorul C4 este încărcat și energia este acumulată în inductorul L1.
Dacă rezistența de sarcină este suficient de mare, atunci tensiunea pe ea ajunge la 12 B și se deschide dioda zener VD4. Acest lucru duce la deschiderea tranzistoarelor VT5, VTZ și închiderea elementului cheie și, datorită prezenței diodei VD3, inductorul L1 transferă energia acumulată la sarcină.
Orez. 5. Circuit stabilizator cu control al lățimii impulsului cu eficiență de până la 89%.
Caracteristicile tehnice ale stabilizatorului:
- Tensiune de intrare - 15...25 V.
- Tensiune de ieșire - 12 V.
- Curentul de încărcare nominal este de 1 A.
- Ondularea tensiunii de ieșire la un curent de sarcină de 1 A este de 0,2 V. Eficiența (la UBX = 18 6, IN = 1 A) este de 89%.
- Consumul de curent la UBX=18 V în modul de închidere a circuitului de sarcină este de 0,4 A.
- Curent de scurtcircuit de ieșire (la UBX =18 6) - 2,5 A.
Pe măsură ce curentul prin inductor scade și condensatorul C4 se descarcă, tensiunea pe sarcină va scădea, de asemenea, ceea ce va duce la închiderea tranzistoarelor VT5, VTZ și deschiderea elementului cheie. În continuare, se repetă procesul de operare a stabilizatorului.
Condensatorul C3, care reduce frecvența procesului oscilator, crește eficiența stabilizatorului.
Cu rezistență scăzută la sarcină, procesul oscilator în stabilizator are loc diferit. O creștere a curentului de sarcină duce la o creștere a căderii de tensiune pe rezistorul R9, la deschiderea tranzistorului VT4 și la închiderea elementului cheie.
În toate modurile de funcționare ale stabilizatorului, curentul pe care îl consumă este mai mic decât curentul de sarcină. Tranzistorul VT1 trebuie instalat pe un radiator de 40x25 mm.
Choke L1 constă din 20 de spire ale unui pachet de trei fire PEV-2 0,47, plasate într-un miez magnetic de cupă B22 din ferită de 1500NMZ. Miezul magnetic are un spațiu de 0,5 mm grosime din material nemagnetic.
Stabilizatorul poate fi reglat cu ușurință la o tensiune de ieșire și un curent de sarcină diferit. Tensiunea de ieșire este setată prin alegerea tipului de diodă zener VD4, iar curentul maxim de sarcină este stabilit printr-o modificare proporțională a rezistenței rezistorului R9 sau prin furnizarea unui curent mic la baza tranzistorului VT4 de la un stabilizator parametric separat printr-un rezistor variabil.
Pentru a reduce nivelul de ondulare a tensiunii de ieșire, este recomandabil să utilizați un filtru LC similar cu cel utilizat în circuitul din Fig. 2.
Stabilizator de tensiune de comutare cu randament de conversie 69...72%
Stabilizatorul de tensiune de comutare (Fig. 6) constă dintr-o unitate de declanșare (R3, VD1, VT1, VD2), o sursă de tensiune de referință și un dispozitiv de comparație (DD1.1, R1), un amplificator de curent continuu (VT2, DD1.2). , VT5), un comutator tranzistor (VTZ, VT4), un dispozitiv inductiv de stocare a energiei cu o diodă de comutare (VD3, L2) și filtre - intrare (L1, C1, C2) și ieșire (C4, C5, L3, C6). Frecvența de comutare a dispozitivului de stocare inductivă a energiei, în funcție de curentul de sarcină, este în domeniul 1,3...48 kHz.
Orez. 6. Circuitul unui stabilizator de tensiune de impuls cu un randament de conversie de 69...72%.
Toate inductoarele L1 - L3 sunt identice și sunt înfășurate în miezuri magnetice blindate B20 din ferită de 2000NM cu un spațiu între cupe de aproximativ 0,2 mm.
Tensiunea nominală de ieșire este de 5 V când tensiunea de intrare se modifică de la 8 la 60 b și randamentul de conversie este de 69...72%. Coeficient de stabilizare - 500.
Amplitudinea ondulației tensiunii de ieșire la un curent de sarcină de 0,7 A nu este mai mare de 5 mV. Impedanta de iesire - 20 mOhm. Curentul maxim de sarcină (fără radiatoare pentru tranzistorul VT4 și dioda VD3) este de 2 A.
Stabilizator tensiune de comutare 12V
Stabilizatorul de tensiune de comutare (Fig. 6.7) cu o tensiune de intrare de 20...25 V asigură o tensiune de ieșire stabilă de 12 V la un curent de sarcină de 1,2 A.
Ondulare de ieșire de până la 2 mV. Datorită eficienței sale ridicate, dispozitivul nu folosește radiatoare. Inductanța inductorului L1 este de 470 μH.
Orez. 7. Circuitul unui stabilizator de tensiune de impuls cu ondulație scăzută.
Analogii tranzistori: VS547 - KT3102A] VS548V - KT3102V. Analogi aproximativi ai tranzistoarelor BC807 - KT3107; BD244 - KT816.